Данная схемотехника применяется уже на протяжении пяти лет и зарекомендовала себя как самая лучшая на сегодняшний день из всего того что я перепаял, отладил и испытал за 35 лет отданных мною конструированию аппаратуры для КВ связи.

В этой схеме нет ни одного компромисса между приемом и передачей. Все смесители и каскады только однонаправлены, что исключает неточное согласование при переходе с приема на передачу и всевозможные наводки по цепям коммутации. При этом почти полностью удалось отказаться от неоптимального для домашней сборки трансиверов 50-омного согласования. Как показала практика изготовить трансформаторы точно на 50 ом в домашних условиях практически не возможно.

Такой подход позволяет строить трансивера с минимальным числом радиодеталей и очень точно согласовывать каскады подбором числа витков катушек связи и емкостей емкостных делителей, что заметно снизило до минимума потери и шумы в пассивных каскадах с существенным улучшением динамических параметров в целом.

На рис.1 приведена стартовая схема основного блока которая применяется в TRX «DISCOVERY-160» для начинающих.

Рис.1

Сигнал в режиме приема с антенны через ФНЧ и переключатель на полевом транзисторе подается на ДПФ и далее на «Вход ВЧ» блока. Смеситель выполнен по схеме Н-смесителя на двух полевых транзисторах сборки 590КН8А. Кварцевый фильтр (9 Мгц) согласуется с смесителем с помощью резонансного контура с катушкой связи. Такой же контур применен и на выходе кварцевого фильтра. Второй смеситель на встречно параллельных полевых транзисторах собранный так же на двух полевых транзисторах сборки 590КН8А Оптимальное согласование достигается подбором сопротивления контура которое равно приблизительно 2.5…3.0 Ком. Далее через ФНЧ с Fср – 3.0 Кгц сигнал поступает на малошумящий УНЧ с АРУ на К548УН1А с большим коэфф. усиления в цепи ООС которой включен резонансный контур с полосой 3…4 Кгц. Через истоковый повторитель сигнал подается или на оконечный УНЧ или на звуковую карту компьютера. Дальнейшая обработка сигнала происходит в DSP на программном уровне. Практически получается ППП на фиксированную F = 9 Мгц с добавкой преобразования вверх (Fгпд – 10.7…11.0 Мгц). О преимуществах смесителей на встречно паралельных полевых транзисторов подробно описано В.Поляковым. Так как частота ОКГ равна 4.5 Мгц никаких наводок по ПЧ не наблюдаются даже без экранировки.

Если внимательно посмотреть на схему, то видно что каскады как с лева так и справа от кварцевого фильтра одинаковы, что очень удобно для повторения и наладки. В режиме передачи сигнал проходит от входа НЧ до выхода ПЧ аналогично приему.

Для исключения полного влияния на работающий смеситель на не работающие транзисторы путем подачи лог «0» на один из входов элемента И-НЕ. сигнал от ОКГ или ГПД не проходит. Так как этот же потенциал присутствует на всех входах элементов исключающие ИЛИ оба полевые транзисторы не работающего смесителя закрыты (более 50МГом!) и не влияют на работающий смеситель. Реле и все возможные переключающие диоды в коммутации прием передача в трансивере полностью отсутствуют.

При реальной избирательности не хуже 100дб!!! даже без каскадов усиления достигается чувствительность не хуже 5мкв. Что вполне достаточно для НЧ диапазонов.

На трансивер «DISCOVERY-160» с встроенным УМ на 5вт все радиодетали кроме кварцевого фильтра и цифровой шкалы я приобрел на Сумском рынке в один день и обошлись они мне в смешные 100 гривен (20$)!!! И даже на пиво осталось!!!

Путем несложных изменений можно конструировать приемники и трансивера от самых простых до самого высочайшего класса.

Вот что можно выжать с данной схемотехники:

1. Первые смесители можно собирать по двойной балансной схеме Н-смесителя.
2. Если стартовая схема блока используется для ВЧ диапазонов, то после согласующего контура кварцевого фильтра перед вторым смесителем ставится каскад УПЧ на который можно подать АРУ. На передачу усилитель не нужен.
3. Вместо одного кварцевого фильтра ставится связка: основной фильтр – УПЧ охваченный АРУ – дополнительные CW и SSB фильтры. При этом есть возможность применить ограничение при передаче.
4. Если заменить ФНЧ на НЧ выходе-входе на резонансные контура на 500 Кгц то можно собрать TRX c двойным преобразованием. Возможен вариант когда на прием двойное а на передачу одно преобразование. При этом что бы не перегрузить второй смеситель то перед ним необходим усилитель с усилением не более 10дб.
5. Сигнал на АРУ желательно снимать с выхода ПЧ. АРУ в любом случае должно срабатывать как можно быстрее. Сигнал для задержки нужно брать с выхода предварительного каскада УНЧ. Схема задержки должна обладать памятью. В данной схемотехнике сигнал с ОКГ в тракт ПЧ через систему АРУ не просачивается так как частота ОКГ в два раза ниже и хорошо отфильтровывается.
6. Во всех простых конструкциях применяется УМ на IRF510 с выходной мощностью 5вт с питанием 12в. Высокого класса - 40вт и питанием 28в.
7. В любом случае трансивер можно сделать многодиапазонным и ввести CW режим.
8. Внимание: МС серии 74НС работают с отличным меандром для трансиверов с диапазонами до 10Мгц. 74АС до 50Мгц. Для улучшения работы смесителей на подложки сборок подается отрицательное напряжение. Оптимальная работа смесителей на сборках обеспечивается подбором питания МС формирователей (амплитуда ГПД) и смещения на подложке сборки (Uпороговое). При тщательном подборе напряжений удается повысить IP3 смесителей на 3…5дбм. Этот вариант лучше чем параллельное включение транзисторов. Не забывайте что при параллельном включении увеличение ДД мнимое. Потому что общая входная емкость транзисторов смесителя увеличивается, что приводит к неизбежному искажению фронтов импульса и уменьшению быстродействия. За счет увеличения проходной емкости уменьшается подавление амплитуды ГПД и на выходе смесителя появляется больше «мусора». Особенно это хорошо проявляется в приемниках с очень высокой чувствительностью. Но если пренебречь высокой чувствительностью и гнаться за высоким IP3 смесителя параллельное включение транзисторов в пассивных смесителях допустимо. При этом ДД приемного тракта не возрастает а просто смещается в верх.
9. В данное время проходит обкатка TRX очень высокого класса по этой же схемотехнике в котором все смесители работают в квадратуре с ПЧ 9.0Мгц и выходом на DSP c частотой 64Кгц. Но так как отдельных блоков DSP для повторения на горизонте пока не видно предусмотрена работа на встроенный УНЧ.

Все что касается пунктов 1…8 спаяно, отлажено, проверено и превосходно работает.

Постараюсь выложить на СКР все схемы каскадов которые применяются в данной схемотехнике. А какой трансивер собирать или не собирать решать должен каждый сам.

Полная документация на три трансивера и приемник из серии «DISCOVERY» будут выпущены на CD дисках.

В предыдущей статье была кратко предложена концепция построения трансиверов по симметричной схемотехнике. На мой взгляд, подача информации в виде структурной схемы в квадратиках, так как я давал на одном из форуме была бы проще, но не полноценной и вопросов, судя по отзывам, возникло бы намного больше. На рис.1 предыдущей статье хотя и не традиционно, но наглядно показано два типа смесителей и структура построения симметричной схемотехники. Данную структурную схему можно использовать как прототип при всех дальнейших усовершенствованиях. После повторения и испытания смесителя описанного [1], неплохие параметры и рекомендации авторов соблазнили меня применить такие смесители в трансиверах с одним и двумя преобразованиями частоты. Наилучшие результаты были получены в смесителе на противофазно управляемых полевых транзисторах, в встречно-параллельном включении. В отличии от КП302…305 и тд. у которых затвор расположен ближе к стоку для встречно-параллельного включения необходимы транзисторы у которых затвор технологически размещен точно по центру между стоком и истоком. При этом стоки и истоки у них идентичны и равнозначны. Так как такие высокочастотные транзисторы сейчас найти в продаже практически не возможно схему с их применением рассматривать не будем.

рис. 2

На рис.2 приведена принципиальная схема общей платы трансивера, в которой в смесителях транзисторы (КП302…905) включены параллельно. Основные проблемы, с которыми можно столкнулся, заключаются в подборе пар транзисторов и формировании управляющих импульсов на затворах формирующихся из меандра. Согласно временным диаграммам напряжений на затворах длительность пиков положительных полуволн гетеродинного напряжения для оптимального преобразования равна около 20…30% полупериода [1]. Что бы управлять транзисторами импульсами прямоугольной формы с такой же скважностью необходимо в четыре раза повышать частоту генераторов и из них уже формировать противофазные импульсы, что требует дополнительного увеличения количества применяемых микросхем и дополнительного внимания к стабилизации частоты. Повышать скважность выгодно, так как при этом уменьшается время, за которое все присутствующие сигналы в смесителе влияют друг на друга. Согласно теореме Котельникова качество полезного сигнала при этом практически не страдает. Многие теоретики по ППП утверждают, что с увеличением скважности резко возрастает число побочных продуктов преобразования и это действительно так, но и с этим злом можно бороться, стоит только хорошо захотеть. В плохо настроенном ППП и не рациональном монтаже и с чистым меандром можно нахвататься не меньше «мусора» чем с повышенной скважностью. Ни чем не обоснованы и утверждения о шунтировании реактивным сопротивлением большой емкости входного контура. В первых, среднее активное сопротивление смесителя равно около 1…3 ком. Во вторых, в реальных смесителях емкости С-И и проходные емкости полевых транзисторов очень маленькие и подключаются они к большой емкости ФНЧ последовательно. При таком включении общая емкость всегда меньше меньшей и зависит только от параметров применяемого транзистора и емкости монтажа.

Другой известный способ формировать приемлемые импульсы практически с любой скважностью можно с помощью RC цепочек. Транзисторы открываются на пиках положительного полупериода импульса сформированного из синусоидального напряжения гетеродина. Закрывается транзистор в два этапа, при снижении управляющего напряжения ниже уровня отсечки и «намертво» с приходом отрицательного полупериода напряжением, выпрямленным p-n переходом. Оптимальное преобразование достигается подбором емкости и резистора RC цепочки скважности и подбором питания микросхем амплитуды импульса. На рис.2 изображены диаграммы напряжений на затворах для оптимального преобразования при синусоидальном напряжении [1], и импульсе сформированным из меандра дифференцирующей RC цепочкой. В обоих случаях транзисторы открываются на пиках напряжения превышающее напряжение отсечки, но во втором случае можно изменяя скважность и питание микросхемы найти тот «золотой пик» при котором обеспечивается лучшая линейность и шумы смесителя минимальны. В ключевом смесителе лучше применять полевые транзисторы с наибольшим напряжением отсечки и наибольшей крутизной, подбор которых в первую очередь зависит от подбора полевых транзисторов и напряжения питания микросхем формирователя. Трудности реализации оптимальных параметров этой схемы в многодиапазонном варианте связаны с зависимостью RC цепочек в первом смесителе от частоты и температуры.

Для уменьшения потерь в разрывах точек A,B,C,D можно ставить однонаправленные каскады усиления (рис.2) и [3]. Что бы шумы не работающих усилителей не влияли на работающие, их необходимо закрывать лог.0 с выхода VOX любой КМОП микросхемы. Так как шумы в микросхемах в статическом режиме не более –160дб то на отношение сигнал-шум практически не влияют. Реально достижимая реальная избирательность однодиапазонного трансивера с такой общей платой до 95дб. Чувствительность с двумя усилителями ПЧ зависит от собственных шумом УНЧ, и в авторском варианте с подобранной микросхемой К548УН1А достигла с двумя УПЧ не хуже 0.6мкв.

Дальнейшая работа по усовершенствованию симметричной схемотехники позволяет применить балансный смеситель [2], на базе сборки К590КН8А или любых МДП транзисторов который я называю «половинкой Н-смесителя». И если для балансного смесителя трансивера А. Белянского ( RB4III ) такое название еще приемлемо то смесители на К590КН8А в том виде в котором они на рис.3 и которые очень часто встречаются в многих публикуемых схемах является по сути только «полуфабрикатом» настоящей половинки смесителя Н-типа. Так как последнее время в своих разработках я применяю только смесители Н-типа, к сожалению, в предыдущей статье автоматически была допущена не простительная неточность в названии балансного смесителя Н-смесителем.

Рис. 3

В одном из вариантов общей платы трансивера «Discovery» среднего класса изображенной на принципиальной схеме (рис.3) по сравнению с схемой (рис.2) с переходом на балансный смеситель или «полуфабрикат» (в связи с однополярным питанием трансивера) на сборке К590КН8А и заменой резонансных контуров на широкополосные трансформаторы а так же применению различных формирователей удалось уменьшить количество деталей и избавиться от мучений связанных с подбором транзисторов и RC цепочек.

Рассмотрим подробней работу формирователей противофазных импульсов на формирователе для транзисторов VT1.1 и VT1.2. Противофазные импульсы формируются микросхемой 74АС86. Управляется смеситель и формирователь микросхемой 74АС00. В режиме «ТX» лог.1 подается на выводы 1 D1.1 и D2.1 разрешая прохождение импульсов от «ОКГ» на входы 2 и 4 D2.1 D2.2 формирователя. При этом D2.1 по входу начинает работать инвертором. На входе 5 D2.2 все время присутствует лог.0 и D2.2 всегда работает только повторителем. В режиме «RX» на вход управления подается лог.0, который запрещает прохождение импульсов от «ОКГ» на входы формирователя. Так как D2.1 переводится в состояние повторителя и на ее входах лог.0 то на затворах VT1.1 и VT1.2 устанавливаются так же лог.0 которые закрывают ключи смесителя, тем самым отключая смеситель от обмоток трансформатора Т1. Так же работают и остальные смесители. Формирователь на 74АС86 работает немного чище формирователя на 74АС74, и на него нет необходимости подавать удвоенную частоту. Суть в том, что у D-тригера с ростом частоты увеличивается задержка переключения между выходами и сдвиг фаз. Особенно это заметно в формирователях при преобразовании вверх при первой ПЧ = 45МГц. когда частота ГПД > 50МГц. В таком случае необходимо вводить цепь балансировки.

Еще лучшие результаты получены при использовании в формирователях селектора-мультиплексора 74АС157. Данный формирователь чтобы не повторять многократно схему, изображен в модуле 2. Используя ее в режиме названное мною «тик-так» удалось избавиться от фазовых шумов и прочего «мусора» даже самих шумных синтезаторов. В таком формирователе частота коммутации ключей полностью развязана от напряжения гетеродина. Так как импульсы (лог.0 и лог.1) на выходе мультиплексора формируются не из синусоиды или меандра которые обычно обрастают всевозможными составляющими, а из хорошо стабилизированного напряжения питания микросхемы, в смесителе заметно снизился эффект преобразования на шумах гетеродина что дало заметный выигрыш в К-шума.

В качестве ключей отличные результаты дает применение транзисторов BF9... (КП327). У этих транзисторов проходная емкость не более 0.05пф, К-шума около 1дб и максимальный ток стока 50 ма. Их применение дали как в смесителях, так и в усилителях лучшие результаты, чем К590КН8А и традиционные КП903. Так как при использовании BF964 применяется отрицательное напряжение смещения, и они требуют подбора в простых конструкциях их применять не рационально. На плате фильтра расположены два усилителя (На рис.3 справа) и кварцевый фильтр. На плате можно установить диплексор, подчистные SSB CW фильтры и тд. и тп. Так как в транзисторах смесителя отсутствуют смещение на затворах и подложке, то наладка ограничивается только подбором размах импульсов на затворах по лучшему отношению сигнал-шум на выходе. В реальной конструкции трансивера на базе схемы (рис.3) удалось достичь реальной избирательности до 100дб, что вполне достаточно для начинающих или дачно-автомобильного QRP- трансивера. Минимум деталей и простота в наладке такой общей платы, на мой взгляд, является хорошей альтернативой основной плате морально устаревшего «Радио-76» и другим с подобной структурой построения.

Рис. 4

Не на много сложней, но с явной добавкой по ДД можно собрать трансивер высокого класса по схеме общей платы изображенной на рис.4. Эта схема отличается тем, что смесители являются настоящими половинками смесителя Н -типа. Этот смеситель разработал Colin Horrabin (G3SBI) адаптировав смеситель на сборке SO8901 который разработал Jacob Mahkinson, (N6NWP) [3]. В свою очередь для работы в симметричной схемотехнике я изменил формирователь и сделал положительное смещение на затворы отключаемым.

Так как настоящий смеситель Н-типа включает в себя четыре идентичных полевых транзистора с индуцированным каналом, для сравнения с работой транзистора «полуфабриката» мы рассмотрим работу только одного.

Отрицательное напряжение на подложке ( около -7.5V) полностью исключает влияние защитного стабилитрона

на форму управляющего импульса на затворе. Старое поколение радиолюбителей прекрасно помнит те времена, когда стабилитронами заменялись дефицитные варикапы. Подключая подложки вместе с истоками на землю, мы тем самым подключаем емкости стабилитронов параллельно входным емкостям З-И транзисторов. Под действием напряжения импульсов эта емкость изменяется от минимума до максимума тем самым «модулируя» напряжение на затворе. При параллельном включении входная емкость увеличивается, и вместе с резистором 100 ом образуют RC цепочку с большим временем интегрирования. При этом фронты в сформированных 74АС прекрасных импульсах «размазываются». При параллельном включении транзисторов эта емкость удваивается и «размазывание» увеличивается. Так как при разделении истоков и подложки их емкости включены последовательно и время интегрирования увеличивается незначительно (С около 1пф) то параллельное включение транзисторов возможно, но все-таки не желательно. Изменяя в небольших пределах напряжение на подложке ( которая в сущности является вторым затвором ) можно в небольших пределах подбирать U–пороговое (отсечки) транзисторов [4,5]. Чтобы полностью реализовать преимущества смесителя Н-типа на затворы подается положительное смещение. Многие об этом говорят только поверхностно, но объяснить для чего никто толком так и не смог. В исходном состоянии транзисторы уже открыты положительным смещением на затворах напряжением смещения (около + 4.5V), которое должно быть меньше напряжения положительного импульса, и устанавливается резисторами R6 и R7. С приходом импульса, амплитуда которого не на много превышает напряжение смещения, еще больше открывает транзистор. Закрывается транзистор как обычно с приходом отрицательного полупериода. Балансировкой R6, R7 удается устранить прорехи в трансформаторах намотанных у «печки» на «коленках» и разброс параметров транзисторов сборки.

От увеличения мощности и амплитуды управляющих импульсов в ключевых смесителях и параллельного включения транзисторов, на мой взгляд, больше вреда чем пользы и если с мощностью все ясно, канал открывается только полем, то с повышением амплитуды попробуем разобраться. Если посмотреть на статические стоковые характеристики полевых транзисторов мы увидим, что на них существуют четкие границы области, в которой они могут работать как активное линейное сопротивление [4,5]. Через открытый канал протекает ток сигнала, который зависит от сопротивления ключа и напряжения сигнала. Чем меньше сопротивление и больше напряжение открытого ключа, тем больше ток и, к большому сожалению любителей «параллелить», больше шум. Для долей микровольт это не опасно, но когда помеха окажется достаточно мощной полезный сигнал исказится и утонет в шумах открытого канала транзистора. При параллельном включении согласно стоко-затворных характеристик крутизна увеличивается, и что бы открывать транзистор нам необходимо напряжение на затворе меньшего уровня, чем для меньшей крутизны одного транзистора. Большое повышение напряжения на затворе неизбежно ведет к выходу из линейной области и нелинейности изменения сопротивления. Выход с данной ситуации был найден. Мною был опробован двойной смеситель Н-типа по схеме «Дуального смесителя» описанного Рэдом в его книге (глава 1, рис1.68). У такого смесителя при измерениях IP3 достигал +60 дбм. В принципе можно получить и больше, но только ценой существенного ухудшения чувствительности. Тут без пары УВЧ с IP3 +70дбм не обойтись. О таком УВЧ пока можно только мечтать. Это говорит нам о том что в реальной жизни повышать IP3 больше +35…+40 дбм нет никакого смысла, так как для обеспечения сохранения «суппер-параметров» смесителя для всего трансивера такие же параметры должны обеспечивать и все остальные узлы. что с нашей элементной базой и устаревшей схемотехникой пока основной массе радиолюбителей осуществить не реально. Приблизиться к такому параметру позволяет усилитель, собранный по схеме ОК-ОБ или ОС-ОЗ с динамической нагрузкой с двумя ООС (по каждому транзистору в отдельности и общей), но об этом поговорим в продолжении, когда будут рассматриваться остальные узлы данной схемотехники.

Такая же закономерность прослеживается в IC-7800 где в рекламе дается IP3 без УВЧ смесителя +40дбм (разнос 20кгц при полоске 500гц) с попутным вопросом. Зачем тогда экономные японцы ставят для получения чувствительности 0.13мкв два каскада УВЧ??? Ответ прост и я на него уже ответил выше. Если в IC-7800 убрать весь сервис и рассматривать только те узлы, от которых зависят все основные параметры, то окажется что последние не лучше чем в дешевых конструкциях трансиверов от UT2FW и «дедушки, Урал-84» UA9CKV.

Рис. 5

На схеме рис.4 условно приведены только два варианта «вставок», которые можно применять между модулями смесителей, а на рис.5 дана принципиальная схема «вставки», которая прекрасно работает в трансивере с двойным преобразованием частоты. Так как в варианте (рис.4) уже имеется источник отрицательного напряжения для питания подложки, усилители питаются так же от двухполярного источника питания. За счет подключения баз транзисторов непосредственно на землю К-шума у них немного меньше. При этом общее усиление от Вход ВЧ до выход ПЧ должно быть с учетом потерь в смесителях +2дб (запас в 2дб рассчитан на потери во входных цепях), и подбирается подбором ООС в усилителях и числом витков в контурах. Резисторами R1, R4 подбирается ток коллектора. При меньшем токе IP3 уменьшается. При большем увеличивается. По К-шума наоборот. Если в схему добавить диплексор, К- шума улучшится за счет лучшей фильтрации не нужных продуктов преобразования. Оптимальный ток от 15 ма до 40 ма для BFR96 зависит от того, что нам необходимо, лучший К-шума или высокий IP3. При тщательном согласовании и при применении ФОС с минимальными потерями в «Discovery-2002» реальная избирательность с такой общей платой достигла 108дб с чувствительностью не хуже 0.1мкв. При этом, на входе использовался четырехконтурный перестраиваемый преселектор с УВЧ между вторым и третьим контурами.

Рис.6

На рис.6 приведена принципиальная схема смесителя Н-типа ( правая сторона зеркальная ) и усилителя [ 3 ] для постройки трансиверов очень высокого класса. Смесители НЧ можно собрать и по схеме (рис.4). В окончательном варианте этой схемы вторичные обмотки трансформаторов Т1 разделяются. В модуле смесителя приема дополнительно поставлен диплексор и малошумящий УПЧ. На входе и выходе платы ПЧ поставлены гибридные ответвители (далее ГО) с развязкой более – 40 дб что позволило не отключать при передаче неработающие смесители!!! Это сразу же упростило режим коммутации и самопрослушивания как в режиме CW так и SSB. Имея свои потери, ГО является фактически аттенюатором, что исключает перегрузку кварцевого фильтра и значительно улучшает развязку смеситель-ФОС. С перегрузками при передаче превосходно справляется система АРУ ( более150дб) платы ПЧ. Реальная избирательность такого блока зависит от «начинки» платы ПЧ, а так же входных цепей и в «Discovery-2004» с двойным преобразованием достигла 115дб.

Для сборки данных схем отпадает потребность в поисках десятков номиналов резисторов и конденсаторов. Разобравшись с одним смесителем и усилителем, дальнейшая пайка и наладка будет намного облегчена. В схеме можно применять микросхемы SD5000, 74AC68. 74AC00 и их СНГ аналоги. Для постройки трансивера на НЧ диапазоны с применением ЭМФ в формирователях можно использовать серию 74НС и дажеCD4000 (К561) Зарубежные микросхемы серии 74АС работают намного лучше и выдерживают напряжение питания до 10V. В данных схемах нужно применять МС надежно работающие при 9V. Во всех схемах можно применять любые кольца с проницаемостью 100…1000 и диаметром от 7 до 12мм и «двухдырочные» немного подкорректировав число витков. Все трансформаторы в авторском варианте намотаны как показано на рис.3 на «двухдырочных» сердечниках неизвестного производителя. При симметричной намотке обмоток I и II в качестве Т2 (рис.6) хорошо работает сердечник от комнатных TV антенн предварительно обработанный на наждаке до толщины 2…2.5мм. Обмотки I и II намотаны встречно, что бы их магнитные потоки складывались на обмотке III. Все трансформаторы смесителей (в зависимости от проницаемости сердечника) имеют 2 х 10…15 и 4…8 витков проводом ПЭЛ 0.21. В усилителе I – 7вит II – 7вит III – 1…2вит. Если повезет приобрести фирменные Mini-Circuits 4:1 и 1:1 то схема смесителя собираются как в оригинале [3]. Резонансные контура можно мотать на любых сердечниках. В авторском варианте для частоты 9мгц все катушки намотаны на сердечниках СБ-9а и содержат по 14 витков проводом ПЭЛ 0.16. Можно применять и СБ12а (15…16вит) Если на каркасах 5…6мм, то число витков около 30.

Выбор схемы усилителя для статьи был сделан по следующим причинам. Во первых у него очень приличные параметры. IP3 вых. при токе 35…40 ма достигает + 45дбм при К-шума около 2дб. Во вторых, его не надо реверсировать, что позволило получить более точное согласование и избавило от цепей фильтрации в коммутации. Но самый главный выбор с позиции повторяемости состоит в том, что для такого усилителя можно приобрести основные радиодетали практически на любом рынке. Проживая в данное время в сельской местности, у меня возникла проблема с приемом ТV. Пробуя разные антенные усилители для «польских антенн» я наткнулся на усилитель PAE–65TS изображенный на рис.7.

Рис.7

Это на сегодня единственный усилитель, в котором BALUN выполнен на двухдырочном ферритовом сердечнике и во втором каскаде работает транзистор BFR96S. В усилителях PAE-65 стоит транзистор BFG19 практически с теми же параметрами. И это всего за 2$. Позже мне повезло в двойне, за те же 2$ мне удалось приобрести 10 неисправных усилителей и получить 10 сердечников и 8 исправных транзисторов!!! Лет 10 назад подобный BALUN немного большего размера на рынке в Харькове мне стоил по 5$ за шт. В усилителях [3] применены транзисторы MRF580 и MRF586. Но если первому BFR96S по К-шума уступает, то у второго выигрывает.

Кварцевый фильтр, монолитный 9.000мгц с полосой 3.0кгц СССР-го производства. Мостовой дает лучшие результаты. Так как еще есть запас фильтров и кварцев на 9.000 и 5.500 мгц я от кварцевых фильтров на частоту 8.862мгц отказался. Приобретя на рынке 100шт кварцев на частоту 8.862мгц, имея хороший измеритель АЧХ, мне так и не удалось собрать приличный фильтр. Только после распайки кварца я обнаружил что кварцы оказались левыми «пьезорезонаторами». Но это не говорит о том, что я противник данных кварцев. Просто при покупке и подборе элементной базы нужно быть очень осторожным и внимательным. То же относится и к монтажу. Очень много бывает случаев когда в схему впаивают транзистор не с тем коэфф. усиления или крутизной а резисторы обвязки ставят точно те что дал автор. Кто то СБ12а склеил с большим зазором, не тот провод или экран не того размера применил. Еще хуже если на рынке не тот ферритовый сердечник или микросхему «всучат». Так же ни к чему хорошему не приводят попытки существенно перекраивать авторские платы на очень красивые «под утюг» с изменением компоновки. А виновных в плохой работе трансивера находят обычно быстро. На «Форумах» иногда это прослеживается очень четко.

Конструктивно все собирается на общей плате с двухстороннего фольгированного стеклотекстолита толщиной 2-3мм. В центре на дополнительных не высоких стойках (от компьютеров) устанавливается плата с кварцевым фильтром и усилителями. Слева и справа вертикально расположены модули смесителей. Соединение всех плат и модулей с общей платой изготавливается из подходящих миниатюрных разъемов из которых извлекаются «папы» и «мамы». Штырьки «пап» припаиваются к модулю а «мамы» в общую плату. Такое соединение уменьшает габариты, и емкость монтажа, а так же позволяет отказаться от жгутов ( вся разводка на общей плате с внешней стороны), и свободно менять модули и платы на более совершенные. Каждый модуль и плата закрываются отдельными экранами. Дополнительно закрывается со всех сторон экраном и общая плата. С внешним миром сигнальные выходы соединяется с помощью миниатюрных ВЧ разъемов. Все остальное любыми подходящими разъемами. На этой же общей плате можно устанавливать и НЧ модули. Для удобства наладки модулей необходимо сделать переходную платку высотой 30…50мм, припаяв к ней штырьки «пап» и «мам». Особо внимательно нужно подходить к монтажу модулей смесителей. У меня К590КН8А и 74АС86 почти везде собраны этажеркой (ножки практически совпадают). Выводы резисторов R1…R4 перед пайкой укорачиваются и припаиваются между ножками микросхем. В схеме рис.6 для обеспечения симметрии каждый затвор подключен к отдельному элементу 74АС86 отдельными миниатюрными емкостями и резисторами. Смещение подводится с платы модуля жестким тонким проводом. Выводы истоков К590КН8А загибаются во внутрь и припаиваются к П-образной шине 5 х 0.5 которая затем припаивается к «земле» у торцов 74АС86. Тонкая часть выводов стоков откусывается или загибается. Трансформаторы на кольцах приклеены сверху к корпусу К5900КН8А, «двух дырочные» если большие, то к плате за шиной у торцов 74АС86. Выводы трансформаторов идущие к стокам должны быть минимальной длины и припаиваются симметрично к выводам стоков 1,16 первого и 8,9 второго смесителя. 74АС86 и 74АС00 впаивается как обычно. Фольга со стороны установки микросхем служит общим проводом. Получается не так красиво, но в конечном итоге все это закрывается экраном. Такой монтаж позволяет уменьшить емкость монтажа, и значительно улучшить симметрию и параметры смесителей по развязке входов.

Для наладки нет необходимости иметь парк измерительных «суппер» приборов. Большую часть их можно собрать в домашних условиях, имея под рукой книгу Скрыпника В.А. [6]. В первую очередь нужно собрать генератор шума, индикатор выхода от прибора «Динамика» и двухтональный генератор. Из промышленных приборов осциллограф и ВЧ милливольтметр. Если нет измерителя АЧХ, то чтобы иметь приличный ФОС надо идти к соседу или собрать несложный самому.

Для оптимальной настройки нет необходимости привязываться к 50 ом. В генераторе шума для контроля при настройке и определения входного сопротивления каскадов резистор нагрузки 50 ом заменяется переменным отградуированным резистором до 3 Ком. Все согласовывается подбором витков катушек связи на сопротивление при котором меньше потерь, лучше линейность и отношение сигнал-шум по методике [6]. Все налаживается по минимуму интермодуляции с помощью двухтонального генератора и осциллографа. Отношение сигнал-шум при помощи генератора шума и индикатора выхода. Входное сопротивление смесителя для расчета внешних цепей определяется подбором резистора нагрузки генератора шума по максимуму шума на индикаторе выхода. После предварительной наладки нужно поменять местами ОКГ и ГПД, двухтональный генератор и осциллограф. Результаты должны быть одинаковы. Если нет, то нужно все повторить и путем приближения добиться полной симметрии. Этим достигается полное исключение влияния каскадов друг на друга. Разница между настройкой простыми и «крутыми» приборами по интермодуляции у автора получилась не более 3дб. Критерий настройки зависит в первую очередь от применяемых деталей, усидчивости, аккуратности и полной симметрии.

Данная статья в основном предназначена для тех кто всегда в поиске и главное понимает что и за чем, как и где нужно подкрутить или подпаять.

На все вопросы отвечу на форуме.

Литература:

1. Поляков В. Степанов Б. Смеситель гетеродинного приемника. - Радио, 1986, № 4.

2. С.Казаков. На стендах 33-й ВРВ. – Радио, 1987, №10.

3. The ARRL HANDBOOK 2001. 15.39 – 15.45.

4. Л.Н. Бочаров. Полевые транзисторы. - МРБ, № 905.

5. В.М. Петухов, В.И.Таптыгин, А.К.Хрулев. Транзисторы полевые. – ЭРА, № 37.

6.  В.А.Скрыпник. Приборы для контроля и налаживания радиолюбительской аппаратуры. – 1990, «Патриот».

Далі буде.